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产品详情

下面以典型的三片式开关电源为例予以介绍。所谓三片式开关电源，是指电源是以三个集成芯片为主，辅以极少分立元件构成的闭环控制系统。这种电路不仅结构简单，而且性能优越，因此具有代表性。

图2-50所示为美国MOTOROLA公司生产的100kHz、60w的三片式开关稳压电源的原理框图，图2-51为该电源的原理电路。电路中的开关器件为功率MOSFET。MC34060 型PwM控制器为双列直插14脚型式。它只有一个输出端，电源电压为40V,输出电流为250mA,工作频率范围为1~300kHz。VD2} +12V O 塑请路160V VD{1 MC1723 MC34060 V7 WMd 4N27

图2-50三片式开关直流稳压电源的原理框图本电源有四路输出电压:±5V和士12V。开关器件VT采用MTP5N40型功率MOs FET，其容量为4A,400V;通态电阻为10。5V组整流器采用肖特基管MBR1035,12V 组整流器采用MVR805型快速恢复二极管。输出滤波电容采用高频电容器。

主电路由功率MOSFET管VT1和变压器T的一次绕组W、w,以及二极管VD构成准推挽式电路，T的二次绕组W3、W4和W6、W7分别构成了土5V和+12V两组电压源。控制电路的工作电源由高压晶体管VT2获，VT2接成射极输出器的形式，其基极电位由12V稳压管v2确定，而发射极接MC34060的电源端，同时接至变压器T的反馈绕组W3。当绕组中有感应电压而使二极管VD？导通时，可使VT2反向偏置，电容C，为软启动电容。刚接通电源时，反馈信号尚未出现，只有电阻R6和R，组成的分压网终来控制死区时间，使导***冲占空比不超过45%。

随着输出电压的建立，由十5V电压输出端取出反馍信号，经Mc1723放大，4N27隔离后引人MC34060的PwM比较器，调制控制脉冲的占空比，使输出电压稳定规定值上。

高频自激振荡电源。图2-52是由功率MOSFET构成的用于节能型荧光灯由源的高频自激振荡器。以往老式的荧光灯都用镇流器限制灯管电流，镇流器不仅笑重消耗硅钢和铜，而且其功耗约占灯具总功耗的30%。若用图中所示的高频电源供给高发光效能的节能型荧光灯管，可以大大提高气体电离的效率，因而在同样的发光强度下，灯管电流比低频供电时小，并且发光没有闪烁感，同时还可即时启动。

该电路工作原理如下:当220V交流电接通时，VT1和vT2两器件电流的开通滞后时间和上升时间不可能完全一致，其中开通时间短的管子(假如VT2)电流上升得快，则变压器星号端感应高电位。于是通过磁通耦合，使VT2栅极电位也上升，VT2漏极电流进一步增大；而VT1栅极电位下降并趋向截止。随着VT2 漏极电流增大，变压器磁路趋向饱和，磁通变化率~220V d/dt急剧减小，因而VT2栅极电压随之迅速降低，而图2-52 由功率MOSFET构成VT1栅极电位上升，使vT2漏极电流减小，于是变压的高频自激振荡器器一次绕组感应电动势反向。通过耦合，VT2栅极电压也反向，迫使VT2截止，VT1栅极电压上升而导通，完成一次换相，可以看出，利用变压器磁路饱和，电路可以连续振荡，振荡频率由变压器二次侧负载电阻、高频扼流圈L和变压器漏感决定。交流电源输人经整流和电容器C1滤波后的直流电压在R1、R2和C2上分压，R2、C2 两端电压同时加到两只功率MOSFET的栅极，其值略大于器件的开启电压VT值，以便在启动时，VT1、VT2同时出现电流，再利用电路的自然不对称和正反馈作用引起振荡。

UPS电源技术及应用

由于这类高频振汤电源摆脱了笨重的变压器和滤波器，所以十分轻便，制造也间单。这类电源的缺点是高频振荡会干扰电网，也会通过容间电磁辐射干扰通信，所以应在息屏蔽和交流电源输入端的滤波。

2.3.6保护电路

(1)过压保护电路

加到MOSFET上的浪涌电压，有开关与其他MOsFET等部件产生的浪涌电压，有MOSFET 自身关断时产生的浪涌电压，有MOsFET内部二极管的反向恢复特性产生的浪涌电压等，这些过电压会损坏元件，因此要降低这些电压的影响。

过电压保护基本电路如图2-53所示，其中图2-53(a)所示电路是用RC 吸收浪涌电压的方式，图2-53(b)所示电路是再接一只二极管VD抑制浪涌电压，为防止浪涌电压的振荡，VD要采用高频开关二极管。图2-53(c)所示电路是用稳压二极管钳位浪涌电压的方式，而图2-53(d)、图2-53(e)所示电路是如果MOSFET 上加的浪涌电压超过规定值，就使MOSFET导通的方式。图2-53(f)和图2-53(只)所示电路在逆变器电路中使用，在正负母线间接电容而吸收浪涌电压。特别是图2-53(g)所示电路能吸收高于电源电压的浪涌电压，吸收电路的损耗小。图2-53(h)所示电路是对于在感性负载上并联二极管VD，能消除来自负载的浪涌电压。图2-53(i)所示电路是栅极串联电阻RG，使栅极反向电压一VGs选用值，延迟关断时间而抑制浪涌电压的发生。

第2章常用电力电子器件

对于任何保护电路来说，过电压抑制电路中的接线都要尽可能地短，尽量靠近MOSFET的电极，另外，主回路接线也要尽量短，采用粗线与多股绞合线，若采用平行线时，需要减小接线电感。

(2)过电流保护电路

MOSFET的过电流有两种情况，即负载短路与负载过大时产生的过电流。过电流保护的基本电路如图2-54所示，由电流互感器(CT)检测过电流，从而切断MOSFET的栅极信号。也可用电阻或霍尔元件替代cT。栅极放大本PwM变换差分放大图2-54 过电流保护电路

2.4绝缘栅双极晶体管

绝缘栅双极晶体管(IGBT-insulated gate bipolar transistor),是20世纪80年代发展起来的一种新型复合器件。IGBT综合了功率MoSFET高输人阻抗和GTR低导通压降两方面的优点，驱动功率小而饱和压降低，具有良好的特性，有更广泛的应用领域。目前IGBT的电流和电压等级已达2500A/4500V,关断时间已缩短到10ns 级，工作频率达50kHz,擎住现象得到改善，安全工作区(SOA)扩大。这些优越的性能使得IGBT 成为中大容量UPS中主流应用的功率器件。

2.4.1工作原理

-种由N沟道功率M0SFET与电力(双极型)晶体管组合而成的IGBT的基本结构如图2-55(a)所示。将这个结构与功率MOSFET结构相对照，不难发现这两种器件的结构十分相似，不同之处在于IGBT 比功率MOSFET多一层P+注入区，从而形成一个大面积的P+N结J1,这样就使得IGBT导通时可由P+注人区向N基区发射少数载流子(即空穴)，对漂移区电导率进行调制，因而IGBT具有很强的电流控制能力。

介于P+注入区与N+漂移区之间的N+层称为缓冲区。有无缓冲区可以获得不同特性的IGBT。有N+缓冲区的 IGBT称为非对称型(也称穿通型)IGBT.它具有正向压降小、关断时间短、关断时尾部电流小等优点，但反向阻断能力相对较弱。无N+缓冲区的IGBT 称为对称型(也称非穿通型)1GBT。这种IGBT具有较强的正反向阻断能力，但其他特性却不及非对称型IGBT。目前以上两种结构的IGBT 均有产品。在图2-55(a)中，C为集电极，E为发射极，G为栅极(也称门极)。该器件的电气图形符号如图2-55(c)所示，图中

UPS电源技术及应用

所示箭头表示IGBT中电流流动的方向(P沟道IGBT的箭头与其相反)。

发射极栅极G N N P{ 漂移区一缓冲区一注入区GO o (c)电气图形符号1

C集电极(b)简化等效电路(a)内部结构断面示意图

图2-55 IGBT的结构、简化等效电路和电气图形符号

简单来说，IGBT相当于一个由MOSFET驱动的厚基区PNP晶体管。它的简化等效电

路如图2-55(b)所示，图中RN为PNP晶体管基区内的调制电阻。从该等效电路可以清楚地看出，IGBT是用晶体管和功率MOSFET组成的复合器件。因为图中的晶体管为PNP型晶体管。MOSFET为N沟道场效应晶体管，所以这种结构的IGBT称为N沟道IGBT。类似地还有P沟道IGBT。IGBT是一种场控器件，它的开通和关断由栅极和发射极间电压UGE决定。当栅射极电压UGE为正且大于开启电压UGE(th》时，MOSFET内形成沟道并为PNP晶体管提供基极电流进而使IGBT导通。此时，从P+区注入N-的空穴(少数载流子) 对N-区进行电导调制，减小N-区的电阻RN，使高耐压的IGBT也具有很低的通态压降，当栅射极间不加信号或加反向电压时，MOSFET 内的沟道消失，则PNP晶体管的基极电流被切断，IGBT即关断。由此可见，IGBT的驱动原理与MOSFET基本相同。

2.42基本特性

(1)静态特性

IGBT的静态特性包括转移特性和输出特性。

1转移特性。IGBT转移特性是描述集电极电流Ic与栅射电压UGE之间的相互关系，如图2-56(a)所示。此特性与功率MOSFET的转移特性相似。由图2-56(a)可知，Ic与Uc基本呈线性关系，只有当UGE在UGE(th)附近时才呈非线性关系。当栅射电压UGE小于UcE(t)时，IGBT处于关断状态；当UGE大于UGE(thb)时，IGBT开始导通。由此可知，UGE(t)是IGBT能实现电导调制而导通的***栅射电压。UGE(t随温度升高略有下降，温度每升高1℃,其值下降5mV左右。在25℃时，IGBT的开启电压UcE(th)一般为2~6V。

第2章常用电力电子器件

时集电极电流Ic与集射极间电压UcE之间的关系，IGBT的输出特性如图2-56(b)所示。此特性与GTR的输出特性相似，不同的是控制变量。

IGBT为栅射电压UGE而晶体管为基极电流IB。IGBT的输出特性分正向阻断区、有源区和饱和区。当UGE<0时，igbt为反向阻断工作状态。由图2-55(a)可知，此时p+n结(j1结)处于反偏状态，因而不管mosfet的沟道体区中有没有形成沟道，均不会有集电极电流出现。由此可见，igbt uce="">0而UcE0而且UGE时，MOSFET 的沟通体区内形成导电沟道，IGBT进入正向导通状态。此时，由于J1结处于正偏状态，P+区将向N基区注入空穴。当正偏压升高时，注人空穴的密度也相应增大，直到超过N基区的多数载流子密度为止。在这种状态工作时，随着栅射电压UGE的升高，向N基区提供电子的导电沟道加宽，集电极电流Ic将增大，在正向导通的大部分区域内，Ic与UGE呈线性关系，而与UCE无关，这部分区域称为有源区或线性区。IGBT的这种工作状态称为有源工作状态或线性工作状态。对于工作在开关状态的IGBT，应尽量避免工作在有源区(线性区)，否则IGBT的功耗将会很大。饱和区是指输出特性比较明显弯曲的部分，此时集电极电流Ic与极射电压UcGE不再呈线性关系。在电力电子电路中，IGBT工作在开关状态，因而IGBT是在正向阻断区和饱和区之间来回转换。

(2)动态特性

图2-57给出了IGBT开关过程的波形图。IGBT的开通过程与MOSFET的开通过程很相似。这是因为IGBT在开通过程中大部分时间UoE UcEM 是作为MOSFET运行的。开通时间ton定义为从90% IGEM 驱动电压UGE的脉冲前沿上升到10%UGEM(幅

10% ICEM 值)处起至集电极电流Ic上升到90%IcM处止所LcM 需要的时间。开通时间ton又可分为开通延迟时间90% ICM d(on)! d(off tdon}和电流上升时间t，两部分。td(on定义为从_位2 10%UGE到出现10%IcM所需要的时间；t定义10%ICM 为集电极电流Ic从10%I cM上升至90%I cM所需UcEUcEM 要的时间。集射电压UCE的下降过程分成t v1}和tv2两段，tfV段曲线为IGBT中MOSFET单独H1AJ1} 工作的电压下降过程；try2段曲线为MOSFET和PNP晶体管同时工作的电压下降过程。trv2段电

压下降变缓的原因有两个:其一是UCE电压下降图2-57 IGBT的动态特性时，IGBT中MOSFET的栅漏电容增加，致使电压下降变缓，这与MOSFET相似；其二是IGBT的PNP晶体管由放大状态转换到饱和状态要有一个过程，下降时间变长，这也会造成电压下降变缓。由此可知IGBT只有在trv2结束才完全进人饱和状态。

IGBT关断时，从驱动电压Uc的脉冲后沿下降到90%UGEM处起，至集电极电流下降到10%IcM处止，这段过渡过程所需要的时间称为关断时间ff。关断时间t+f包括关断延迟时间t(of1和电流下降时间t两部分。其中L1co定义为从90%UcEM处起至集电极电流下降到90%IcM处止的时间间隔；1定义为集电极电流从90%I cM处下降至10%IcM处的时间间隔。电流下时间tr又可分为t6和ti两段，t份1对应IGBT内部的MOSFET的关断过程，

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1拉对应于IGBT 内部的PNP晶体管的关断过程。

IGBT的击穿电压、通态压降和关断时间都是需要折中的参数。高压器件的N基区必介有足够的宽度和较高的电阻率，这会引起通态压降的增大和关断时间的延长。在头际电路励用中，要根据具体情况合理选择器件参数。

2.43擎住效应

为简明起见，我们曾用图2-55(b)的简化等效电路说明IGBT 的工作原理，但是IGB

的更实际的工作过程则需用图2-58来说明。如图2-58所示，IGBT内还含有一个寄生的NPN晶体管，它与作为主开关器件的PNP晶体管一起将组成一个寄生晶闸管。

在NPN晶体管的基极与发射极之间存在着体区短路电阳Rbr。在该电阻上，P型体区的横向空穴电流会产生一定压降[叁见图2-55(a)]。对J3结来说，相当于施加一个正偏置电压。在额定的集电极电流范围内，这个正偏压很小，不足以使J3结导疼2-5IGBT实际结构通，NPN晶体管不起作用。如果集电极电流大到一定程度，这个的等效电路正偏压将上升，致使NPN晶体管导通，进而使NPN和PNP晶体。

管同时处于饱和状态，造成寄生晶闸管开通，IGBT栅极失去控制作用，这就是所谓的擎住效应(latch),也称为自锁效应。IGBT发生擎住效应后，器件失控，集电极电流很大，造成过高的功耗，能导致器件损坏。由此可知集电极电流有一个临界值1av.大于此值后IGBT会产生擎住效应。为此，器件制造厂必须规定集电极电流的值1c和相应的栅射电压的值。集电极通态电流的连续值超过临界值IcM时产生的擎住效应称为静态擎住效应。值得指出的是，IGBT在关断的动态过程中会产生所谓关断擎住或称动态擎住效应，这种现象在负载为感性时更容易发生。动态擎住所允许的集电极电流比静态擎住时还要小，因此制造厂所规定的IcM值是按动态擎住所允许的集电极电流而确定的。

绝缘栅极双极晶体管(IGBT)产生动态擎住现象的主要原因是器件在高速关断时，电流下降太快，集射电压UCE突然上升，du CE/d很大，在J2结引起较大的位移电流，当该电流流过Rhr时，可产生足以使NPN晶体管开通的正向偏置电压，造成寄生晶闸管自锁。为了避免发生动态擎住现象，可适当加大栅极串联电阻Rdr，以延长IGBT的关断时间，使电流下降速度变慢，因而使du CE/dt减小。

2.4.4 主要参数

(1)集射极击穿电压BUcES

集射极击穿电压BU CEs决定了IGBT的工作电压，它是由器件内部的PNP晶体管所能承受的击穿电压确定的，具有正温度系数，其值大约为0.63V/℃,即25℃时，具有600v击穿电压的器件，在一55℃时，只有550V的击穿电压。

(2)开启电压UcE(th)

开启电压UcE()为转移特性与横坐标交点处的电压值，是IGBT导通的***栅射极电压。UGE(tb)随温度升高而下降，温度每升高1℃,UGE(t值下降5m v左右。在25℃时，1G BT的开启电压一般为2~6V。

(3)通态压降UcE(on) IGBT的通态压降UcE(on)为

第2章常用电力电子器件

UcE(on)=VJ1+UR+IpRon

式中，VJ为J1结的正向压降，约0.7~1V;UR、为PNP晶体管基区内的调制电阻RN 上的压降；Ron为MOSFET的沟道电阻。

通态压降UcE(on)决定了通态损耗。通常IGBT 的UcE(on为2~3V

(4)栅射极电压UcEs

栅极电压是由栅氧化层的厚度和特性所限制的。虽然栅氧化层介电击穿电压的典型值大

约为80V,但为了限制故障情况下的电流和确保长期使用的可靠性，应将栅极电压限制在20V之内，其值一般取15V左右。

(5)集电极连续电流Ic和峰值电流ICM

集电极流过的连续电流Ic即为1GBT 的额定电流，其表征1GBT 的电流容量，1c 主要受结温的限制。

为了避免擎住效应的发生，规定了IGBT的集电极电流峰值1cM。由于IGBT大多

工作在开关状态，因而IcM更具有实际意义，只要不超过额定结温(150℃),IGBT可以工作在比连续电流额定值大的峰值电流IcM范围内，通常峰值电流为额定电流的2倍左右。

与MOSFET相同，参数表中给出的Ic为Tc=25℃或Tc=100℃时的值，在选择IGBT的型号时应根据实际工作情况考虑裕量。

2.4.5安全工作区

IGBT具有较宽的安全工作区。因IGBT常用于开关工作状态。它的安全工作区分为正

向偏置安全工作区(FBSOA--forward biased safe operating area)和反向偏置安全工作区(RBSOA--reverse biased safe operating area)。图2-59(a)、(b)分别为IGBT的正向偏置安全工作区(FBSOA)和反向偏置安全工作区(RBSoA)。

正向偏置安全工作区(FBSOA)是IGBT在导通工作状态的参数极限范围。FBSOA由导***宽的集电极电流IcM、集射极间电压UcES和功耗PcM三条边界线包围而成。FBSOA的大小与IGBT的导通时间长短有关。导通时间越短，功耗耐量越高。图2-59(a)示出了直流(DC)和脉宽(PW)分别为100us、10us三种情况的FBSOA，其中直流的FBSOA为最小，而脉宽为10us的FBSOA。反向偏置安全工作区(RBSOA) 是IGBT在关断工作状态下的参数极限范围。RBSOA由集电极电流IcM、集射极间电压UCEs和电压上升率du/d三条极限边界线所围而成。如前所述，过高的du CR/dt会使IGBT 产生动态擎住效应。 du CE/dt越大，RBSOA越小。

Ic↑点1000V/us 2000V/us 3000V/us 重加dacE dt a 100us e 0 UCES UcESU_cE

(a)正向偏置安全工作区(FBsOA) (b)反向偏置安全工作(RBSOA) 图2-59 IGBT的安全工作区

绝缘栅双极晶体管(IGBT)的集电极电流ICM是根据避免动态擎住而确定的，与此相应确定了栅射极间电压UcES。IGBT 的允许集射极间电压UcEs是由器件内部的PNP晶体管所能承受的击穿电压确定的。

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2.4.6 检测方法

(1)判断性

首先将万用表拨在RX1k0挡，用万用表测量时，若某一极与其他两极的阻值均为无委大，调换表笔后该极与其他两极的阻值仍为无穷大，则可判断此极为栅极(G)。其余两再电万用表测量、若测得阻值为无穷大，调换表笔后测量阻值较小。在测量阻值较小的一个中，则可判断红表笔接的为集电极(C):黑表笔接的为发射极(E)。

(2)判断好环

万用表拨在R×10k0挡，用黑表笔接IGBT 的集电极(C),红表笔接IGBT的发射(E),此时万用表的指针在零位，用手指同时触及一下栅极(G)和集电极(C),这时JGBT被触发导通、万用表的指针摆向阻值较小的方向，并能指示在某一位置不动。然后再用手指同时触及-下栅极(G)和发射极(E),这时IGBT被阻断，万用表的指针回零，此时即可判断1GBT是好的。否则，IGBT有问题。

(3]注意事项

任何指针式万用表皆可用于检测IGBT.注意判断IGBT好坏时，一定要将万用表拨在F×10k挡，并上好9V电池，因RX1k.a挡以下各挡万用表内部电池电压太低，检测好环时不能使IGBT导通，而无法判断IGBT的好坏。

2.4.7驱动电路

绝缘栅双极晶体管(IGBT)的输入特性几乎和MOSFET相同，所以用于MOSFET的动电路同样可以用于IGBT.

(1)光电隔离驱动电路

在用于驱动电动机的逆变器电路中，为使IGBT能够稳定工作，要求IGBT的驱动电路采用正负偏压双电源的工作方式。为了使门极驱动电路与信号电路隔离，应采用抗噪声能力强、信号传输时间短的光耦合器件。门极和发射极的引线应尽量短，门极驱动电路的输出线应为绞合线，其具体电路如图2-60(a)所示。为抑制输入信号的振荡现象，在图中的门源端并联一阻尼网络，即由10电阻和0.33puF电容器组成阻尼滤波器。另外驱动电路的输出级与1GBT输入端之间的连接串有一只100的门极电阻。

图2-60(b)为采用光耦合器使信号电路与门极驱动电路进行隔离。驱动电路的输出级采用互补电路的型式以降低驱动源的内阻，同时加速IGBT的关断过程。

(2)脉冲变压器驱动电路

如图2-61所示为应用脉冲变压器直接驱动IGBT的电路。电路中由控制脉冲形成单元产生的脉冲信号经晶体管VT进行功率放大后加到脉冲变压器T，并由T隔离耦合经稳压管Vz1。V2限幅后驱动IGBT。由于是电磁隔离方式，驱动级不需要专门的直流电源，简化了电源结构，且工作频率较高，可达100kHz左右。这种电路的缺点是由于漏感和集肤效应的存在，使绕组的绕制工艺复杂，并易于出现振荡。

(3)专用驱动模块

大多数IGBT生产厂家为了解决IGBT的可靠性问题，都生产与其相配套的混合集成驱动电路，如日本富士的EXB系列、日本东芝的TK系列、美国摩托罗拉的MPD系列等这些专用驱动电路抗于扰能力强、集成化程度高、速度快、保护功能完善，可实现IGBT的***驱动。在这里重点介绍一下应用较为广的由光耦器件作为隔离元件的厚膜吸动器，其在图2-63中，当IGBT出现过流时，6脚外接二极管导通，5脚呈现低电平，过流检测光耦导通向控制电路送出过流信号另一方面，当6脚外接二极管导通后，EXB840内部即开始缓降栅压对IGBT实行软关断。

除日本富士EXB84系列驱动器外，采用光耦隔离元件的集成驱动器还有日本英达HRO65、日本三菱M57959L~M57962以及国产的HL402等。使用这些驱动器时，读者可查阅有关商家的产品手册，在此不一一介绍。

***要说明的是，光耦驱动器虽然具有很多优点，但需要较多的电源且信号传输延迟时间较长。采用变压器耦合驱动时可克服光耦驱动器的诸多不足，驱动电路结构简单和工作电源少是其突出优点。但是变压器耦合驱动器不能自动实现过流保护和任意脉宽输出，尤其是很难对SPWM信号脉冲的传输实现隔离。美国Unitrode公司的UC3726/3727就是专为克服不能实现任意脉宽输出而设计的，但其外围电路稍显过多，因而在目前传输信号频率不大高的场合还是多用光耦器件进行隔离。

2.4.8保护电路

将IGBT用于电力变换器时，应采取保护措施以防损坏器件，常用的保护措施有:

1通过检出的过电流信号切断门极控制信号，实现过电流保护；利用缓冲电路抑制过电压并限制过量的dV/dt;

利用温度传感器检测IGBT的壳温，当超过允许温度时主电路跳闸，实现过热保护。下面简单介绍三种保护电路。

如图2-64所示是一种实的IGBT过电流保护电路，由图可知，漏极电压与门极驱动信号相“与”后输出过电流信号，将此过电流信号反馈至主控电路切断门极信号，以保护

IGBT不受损坏。

如图2-65所示为另一种实用的IGBT过电流保护电路。当IGBT的漏极电流小于限流阈值时，比较器同相端电位低于反相端电位，其输出为低电平，VT3关断，当驱动信号为高电平时，VT2导通，驱动信号使IGBT导通；当驱动信号由高电平变为低电平时，VT2

的寄生二极管导通，驱动信号将IGBT关断。这时IGBT仅受驱动信号控制。

当导通的IGBT源极电流超过限流阈值，电流经电流互感器T、二极管VD3在电阻Rs 上产生的压降传送到比较器同相端，其电位将超过反相端电位，比较器输出由低电平翻转到高电平，VT1导通迅速泄放VT2的栅极电荷，VT2迅速关断，阻断了驱动信号传送到IGBT的门极；同时VT1驱动VT2迅速导通，将IGBT 的门极电荷迅速泄放，使IGBT关断；正反馈电阻R2使比较器在IGBT过电流被关断

后保持输出高电平，以确保IGBT在本次开关周期IGBT 内不再导通。当驱动信号由高电平变为低电平，比驱动5 较器输出端随之变为低电平，同相端电位下降并低电路于反相端电位，过电流保护电路复位，为下一个开关周期的正常运行和过电流保护做好准备。当驱动信号再次变为高电平时，经导通的VT2驱动IGBT LM311 导通，如IGBT的源极电流不超过限流阚值，则过D, 电流保护电路不动作；如电流超过限流阈值，则过图2-65 IGBT过电流保护电路(2) 电流保护电路动作将IGBT再次关断。这样过电流

保护电路实现了逐个脉冲电流限制。电流的限流阈值可通过调整电阻R5任意设置，由于采用了逐个脉冲电流限制，可将限流阀值设置在工作电流的1.1倍，这样既可确保IGBT在任何负载状态下电流被限制在限流阀值内，又不影响电路正常工作，因此具有较高的可靠性。

第三种电路就是浪涌电压吸收电路，如图2-66所示。

如图2-66(a)所示是最简单的浪涌电压吸收电路，只是在直流端子间接入小容量电容而已，适用于50A系列以下的IGBT；如图2-66(b)所示的电路是用RCD电路吸收较大的浪涌能量，用电容吸收高频浪涌电压，这种方式适用于中等容量变换器的IGBT；如图2-66 (c)所示的电路在各臂上接有RCD的电路，元件并联时对应于1~2个元件接入一组RcD 电路，采用高速并且具有软恢复特性二极管较佳。另外可在二极管两端并联陶瓷电容从而减小浪涌电压；如图2-66(d)、(e)所示电路的吸收浪涌电压效果好，但其损耗比较大，因此应用于IGBT耐压余量较小的场合。

UPS应用场景

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处理硫化故障。由于失水电池都伴随有硫化故障，所以补加适量纯水后，必须按照处理硫化故障的方法消除硫化。使电池容量恢复后，用胶黏剂将电池密封好，密封时要注意在电拖盖和电池檀之间留出一定的排气缝隙。

6.2.3正极板栅腐蚀

正极板栅腐蚀是指正极板栅在电池过充电时，因发生阳极氧化反应而造成板栅变细甚全斯裂，使活性物质与板栅的电接触变差，进而影响电池的充放电性能的现象。

(1)正极板栅腐蚀的原因

正极板栅腐蚀的原因主要是板栅上的铅在充电或过充电时发生了阳极氧化反应。

有关的化学反应方程式为;Pb+H20--PbO+2H++2e~PbO+H;0--PbO;+2H++2e~

当板栅中含有梯时，会同时发生如下反应，Pb+2H;0--.PbO;+4H++4eSb+H;0-3e"--+SbO++2H+

上述反应在浮充电压和温度过高时会加速发生，引起正极板栅的腐蚀速度加快，并因为$b+2H;0-6e"--+SbO$+4H*腐蚀反应消耗水而引起电池失水，

(2)正极板栅腐蚀的现象

正极板栅腐蚀不太严重，还未影响到活性物质与板栅之间的电接触时，电池的各种特性

在放电时会出现电压下降、容量急剧降低以及内阻增大等现象。如果腐蚀还发生在极柱部代压、容量和内阻均无明显异常。但当正极板栅腐蚀很严重使板栅发生部分断裂时，电说并使之断裂，则放电时正极极柱有发热现象

(3)正极板栅腐蚀的预防

要减缓正极板栅腐蚀的速度，在使用时应做到以下几点，么不要经常过量充电，b、不在温度过低的情况下，为了***电池处于充电状态，要提高浮充电压到比较高的值，这同相要在温度过高的环境中使用电池;C、根据环境温度调整电池的浮充电压。，值得注意的是省引起板栅腐蚀的危险，所以电池也不宜在温度过低的环境中使用。

6.2.4内部短路

内部短路是指电池内部的微短路，即正负极之间局部发生短接的现象

(1)内部短路的现象

铅蓄电池发生短路后，放电现象与硫化时的放电现象基本相同，充电时的现象则与硫化电池不同。充电时的现象为:电池的电压在恒流充电时和限流恒压充电的限流阶段明显低于正常值;电解液的温度较高(通常比硫化电池的温度高)且上升的速度快;电解液的密度上升很缓慢，甚至不上升(在富液式电池中)。因此根据充电时的现象可以区别电池到底是发生了短路故障还是硫化故障。

(2)内部短路的原因

引起电池短路的主要原因有:隔离物损坏或极板弯曲导致隔离物损坏，使正负极板相连而短路;活性物质脱落太多，底部沉积物堆积过高，使正负极板的下缘相连而短路;其他导电体掉入正负极板之间，使正负极板相连而短路。

(3)内部短路的排除方法

处理短路故障的方法针对具体原因而有所不同，具体的方法有:

隔离物损坏者，更换新的隔离物;

极板弯曲导致隔离物损坏者，可视弯曲的程度进行处理:极板弯曲轻者，更换新隔板，极板弯曲重者，更换极板或电池;